Способ и система восстановления сигналов в виде периодически повторяющихся импульсов (ппи) с быстро перестраиваемой частотой методом деконволюции и их применение - RU2354992C2

Чертежи

Описание

Настоящее изобретение относится к обработке радиолокационных сигналов. Изобретение относится, в частности, к обработке дискретизированного сигнала в виде периодически повторяющихся импульсов (ПНИ) с быстро перестраиваемой частотой, передаваемого с расширенным спектром.

Быстрая перестройка радиочастоты (РЧ) от импульса к импульсу представляет собой скачкообразную перестройку частоты, известную как метод передачи сигналов с расширенным спектром. При быстрой перестройке радиочастоты от импульса к импульсу происходит изменение несущей частоты каждого импульса. Подобный подход предполагает использование полосы частот, которая значительно шире минимально необходимой для передачи и приема импульса полосы частот.

Основное преимущество быстрой перестройки радиочастоты от импульса к импульсу состоит в повышении нечувствительности системы к активным радиопомехам и помехам иного рода. Метод передачи сигналов с расширенным спектром позволил значительно улучшить характеристики радиолокаторов в 40-х годах ХХ-го столетия, а затем в 80-х годах и характеристики систем связи. Помимо противодействия активным преднамеренным радиопомехам, подобный метод передачи сигналов с расширенным спектром позволяет также повысить разрешающую способность по дальности, корреляцию по частоте и иные параметры.

Даже при постоянной в пределах пачки импульсов (т.е. в пределах когерентного интервала обработки) доплеровской скорости подобная быстрая перестройка РЧ от импульса к импульсу приводит к изменению во времени спектров доплеровских частот. Применительно к радиолокации под спектральным анализом изменяющихся во времени спектров подразумевается обработка сигналов доплеровской РЛС при изменяющейся от одного импульса к другому доплеровской частоте.

Традиционный метод обработки сигналов доплеровской РЛС может оказаться недостаточно эффективным, поскольку он основан на обработке сигналов при постоянной частоте в пределах одной пачки импульсов. По этой причине совместное использование быстрой перестройки РЧ и когерентной обработки всегда рассматривалось как достаточно сложное, если не вообще невозможное.

Даже если из каждого импульса и удастся выделить радиолокационные сигналы с доплеровским сдвигом частоты, при обработке сигналов доплеровской РЛС возникнет множество проблем, обусловленных главным образом тем, что принятый сигнал с доплеровским сдвигом частоты и эффективная площадь отражения цели могут отличаться для различных несущих частот.

В полностью когерентном радиолокаторе все частоты генерируются одним единственным генератором опорной частоты и поэтому всем сигналам присуща фазовая когерентность. В таком радиолокаторе несущая частота f_RF, промежуточные частоты f_A и f_LO частота дискретизации f_S и частота повторения импульсов f_PRF генерируются одним и тем же генератором. Помимо этого, для работы радиолокатора с быстрой перестройкой РЧ требуется несколько промежуточных частот F_A,n, что позволяет генерировать на каждый импульс несколько различных частот f_RF,n.

При когерентном накоплении фазы отраженных импульсов не должны быть случайными. В когерентном радиолокаторе фаза переданного сигнала известна, однако во время распространения сигнала такая строго отрегулированная фаза может по тем или иным причинам изменяться.

При времени запаздывания t после n-го импульса принятый радиолокационный сигнал s(t_n), где t_n=τ+(n+1)t_PRT (после аналого-цифрового преобразования) можно смоделировать в соответствии со следующим выражением:

где α, g() и ϕ() представляют собой соответственно комплексный эхо-сигнал от цели, зависящий от эффективной площади отражения цели, диаграмму направленности приемопередающей антенны в масштабе коэффициента усиления по напряжению при скорости сканирования ω и азимуте цели θ и мгновенную фазу. Диаграмма направленности антенны предполагается постоянной в пределах одной пачки импульсов, т.е. g()=1. В общем случае период повторения импульсов t_PRT также будет постоянным.

Другая проблема при быстрой перестройке РЧ состоит в том, что подобная быстрая перестройка РЧ может привести к не зависимым от импульса к импульсу флуктуациям отраженного от цели эхо-сигнала α при наличии у цели не одного, а нескольких отдельных рассеивающих элементов и при случайном движении каждого из них.

При наличии одного (доминирующего) рассеивающего элемента и не зависящих друг от друга импульсах фазы отраженных импульсов остаются неслучайными. В этом случае для обработки сигналов доплеровской РЛС потребуется использовать не дискретное преобразование Фурье, а другую процедуру, если только сбор данных об импульсах-отсчетах происходит не на основе импульсов одной и той же частоты.

В предельной модели цели, такой, например, как модель II по Сверлингу, большое количество рассеивающих элементов вносят равные вклады в эхо-сигнал. Результирующая амплитуда имеет в этом случае рэлеевское распределение, а результирующую фазу можно считать равномерно распределенной на отрезке [0, 2π]. Отсюда следует, что единственным способом обработки сигналов доплеровской РЛС может служить некогерентное накопление.

При не взаимодействующих между собой и не движущихся случайным образом отражателях фазы не должны быть случайными. Однако непостоянство амплитуды создает гораздо меньше проблем, чем непостоянство фазы. В общем же случае наличие переменной фазы увеличивает уровень шумов в результатах, полученных при обработке сигналов доплеровской РЛС.

Декорреляция радиолокационных отраженных сигналов подразумевает отсутствие когерентности, т.е. отсутствие информации о фазах или в конечном итоге о радиальной скорости. Вместе с тем существуют такие области корреляции по частоте, которые зависят не только от размеров цели и ее положения, но и от радиочастоты и ее изменения. В соответствии с этим наличие таких областей позволяет с использованием метода быстрой перестройки РЧ получить коррелированные радиолокационные отраженные сигналы, обеспечивающие возможность когерентной обработки.

В любом случае в когерентном импульсно-доплеровском радиолокаторе с быстрой перестройкой радиочастоты присутствуют изменяющиеся во времени спектры. Наличие таких спектров исключает возможность применения анализа Фурье (гармонического анализа).

В статье авторов I.Oderland, Nordlöf, В.Leijon, озаглавленной "High Accuracy 35 GHZ Tracking Radar", Proceedings of IEEE International Radar Conference 1990, проблема переменных во времени спектров решается за счет объединения импульсов с одной и той же несущей частотой. В этой статье отмечается, что подобный подход может использоваться только при постоянном периоде повторения импульсов (ППИ). Однако такая форма сигнала сужает диапазон доплеровских частот. Сказанное означает, что диапазон возможных однозначно определенных доплеровских скоростей быстро уменьшается при увеличении количества различных несущих частот в пачке импульсов.

Настоящее изобретение позволяет решить описанные выше проблемы и, в частности, проблему несовместимости между обработкой сигналов доплеровской РЛС и передачей сигналов с расширенным спектром, обеспечивая таким путем возможность более эффективного противодействия активным радиопомехам без сужения диапазона доплеровских частот.

В соответствии с этим объектом настоящего изобретения является способ восстановления методом деконволюции сигнала, представляющего собой последовательность импульсов с быстроперестраиваемой частотой несущей, заключающийся в том, что объединяют импульсы с одной частотой несущей в одну пачку (стадия S0), дискретизируют с получением импульсов-отсчетов x(t_m), преобразуют из временной области в частотную (стадия S2), выделяют спектры мешающих отражений (стадия S3), оценивают спектральные составляющие мешающих отражений на основе среднего значения и ширины их выделенных спектров (стадия S4), вычитают оцененные спектры мешающих отражений из общего спектра (стадия S5) и подвергают оставшиеся спектры деконволюции (стадия S6).

В частных вариантах осуществления предлагаемого в изобретении способа преобразование из временной области в частотную (стадия S2) выполняют путем вычисления дискретного преобразования Фурье импульсов-отсчетов для одной несущей частоты. Или при преобразовании из временной области в частотную (стадия S2) вычисляют также спектр, получаемый на основе дискретного преобразования Фурье, и находят значения его L отличных от нуля составляющих.

В том случае, если дискретизированный сигнал x(t_m) представлен в виде импульсов-отсчетов с нерегулярным периодом их повторения, между стадией объединения импульсов (стадия S0) и стадией преобразования из временной области в частотную (стадия S2) нерегулярные импульсы-отсчеты х(t_m) дополнительно преобразуют в регулярные импульсы-отсчеты r(iT_ε) с дополнением недостающих значений нулями (стадия S1).

Следующим объектом настоящего изобретения является система для восстановления методом деконволюции сигнала, представляющего собой последовательность импульсов с быстроперестраиваемой частотой несущей, имеющая средства объединения между собой импульсов с одной и той же частотой несущей в одну пачку и дискретизирования с получением импульсов-отсчетов, средства преобразования этих импульсов из временной области в частотную, средства выделения спектров мешающих отражений (в dft(r) и в предположении, что эти мешающие отражения распространяются более чем на несколько селекторных импульсов дальности), средства оценки спектральных составляющих мешающих отражений на основе среднего значения и ширины их выделенных спектров, средства вычитания оцененных спектров мешающих отражений из общего спектра (dft(r)) и средства деконволюции оставшихся спектров.

В одном из вариантов выполнения предлагаемой в изобретении системы восстановления сигналов методом деконволюции в ней также предусмотрены средства преобразования нерегулярных импульсов-отсчетов х(t_m) в регулярные импульсы-отсчеты r(iT_ε) с дополнением недостающих значений нулями, при этом указанные средства преобразования нерегулярных импульсов-отсчетов в регулярные получают нерегулярные импульсы-отсчеты, сгруппированные по частоте, от средств объединения импульсов и передают регулярные импульсы-отсчеты с дополнением недостающих значений нулями в средства преобразования из временной области в частотную.

Еще одним объектом настоящего изобретения является приемопередающая система, в которой используется описанный выше способ восстановления сигналов методом деконволюции и которая имеет антенну, генератор опорной частоты, аналого-цифровой преобразователь и процессор, который выполнен с возможностью осуществления описанного выше способа восстановления сигнала методом деконволюции.

Помимо этого, объектом настоящего изобретения является применение подобного способа восстановления сигнала методом деконволюции в радиолокационной системе.

Кроме того, объектом настоящего изобретения является далее применение предлагаемого в нем способа восстановления сигнала методом деконволюции в качестве метода противодействия активным радиопомехам.

Другие отличительные особенности и преимущества изобретения более подробно рассмотрены ниже на примере различных вариантов его осуществления со ссылкой на прилагаемые чертежи, которые иллюстрируют основные особенности изобретения, а также в формуле изобретения. Следует отметить, что отдельные отличительные признаки изобретения могут быть реализованы в различных вариантах его осуществления и по отдельности, и в различных их сочетаниях.

На прилагаемых к описанию чертежах, в частности, показано:

на фиг.1 - схема ВЧ-блока когерентного импульсно-доплеровского радиолокатора с быстрой перестройкой радиочастоты (РЧ), выполненного в соответствии с настоящим изобретением,

на фиг.2 - схематичное изображение перекрывающихся пачек импульсов-отсчетов с непостоянным периодом повторения, используемых в соответствии с настоящим изобретением, и

на фиг.3 - блок-схема, на которой представлены основные стадии предлагаемого в изобретении способа восстановления сигналов методом деконволюции.

На фиг.1 показана схема приемопередающей части радиолокатора, работа которого основана на предлагаемом в изобретении способе восстановления сигналов методом деконволюции. Антенна 1 этого радиолокатора может представлять собой, например, антенну с фиксированным положением диаграммы направленности или направленную антенну, соединенную с дуплексером 2, выполненным, например, в виде циркулятора.

С дуплексером 2 известным образом соединены передающий блок 3 и смеситель 10, выход которого соединен с усилителем 11 промежуточной частоты. Со смесителем 10 соединен гетеродин 6 через умножитель 7 частоты, частота f_A,n выдаваемого которым сигнала соответствует промежуточной частоте, кратной формируемой гетеродином промежуточной частоте f_LO:

f_A,n=К_А,n·f_LO.

С передающим блоком 3, который представляет собой, например, усилитель радиочастоты, соединен импульсный модулятор 4, с которым в свою очередь опосредованно (т.е. через промежуточные элементы) соединен гетеродин 6. В импульсном модуляторе 4 сигнал, представляющий собой несущую некоторой заданной частоты f_RF,n=f_а,n+f_LO, модулируется импульсами с некоторой заданной частотой их повторения f_PRF=f_LO/К_PRF. Частота несущей f_RF,n задается управляющим устройством 9, в котором первая промежуточная частота f_LO, полученная непосредственно от гетеродина 6, складывается со второй промежуточной частотой f_А,n, генерируемой умножителем 7 частоты. Частота повторения импульсов f_PRF генерируется делителем 5 частоты, соединенным с выходом генерирующего опорную частоту гетеродина 6 и представляет собой f_PRF=f_LO/K_PRF. За счет изменения величины K_PRF частота повторения импульсов становится непостоянной.

С выходом усилителя 11 промежуточной частоты и с генерирующим опорную частоту гетеродином 6 соединен блок 12 обработки сигналов. Этот блок обработки сигналов представляет собой фазовый детектор, который воспроизводит доплеровскую частоту и передает ее в аналого-цифровой преобразователь 13 (АЦП). АЦП 13 соединен также с выходом умножителя 8 частоты, который генерирует частоту дискретизации f_s. Умножитель 8 частоты соединен с генерирующим опорную частоту гетеродином 6 и поэтому частота дискретизации зависит от промежуточной частоты: f_s=K_S·f_LO.

Показанные на фиг.1 элементы образуют ВЧ-блок когерентного импульсно-доплеровского радиолокатора с быстрой перестройкой радиочастоты (РЧ), выполненного в соответствии с настоящим изобретением. При этом все частоты генерируются на основе сигнала одного единственного генератора опорной частоты и поэтому всем им присуща фазовая когерентность. Иными словами, на основе сигнала, выдаваемого одним и тем же генератором, которым является гетеродин 6, генерируются несущая частота f_RF, промежуточные частоты f_A и f_LO, частота дискретизации f_s и частота повторения импульсов f_PRF.

Поскольку ВЧ-блок является ВЧ-блоком радиолокатора, усилителями 3 и 11 являются усилители радиочастоты. Помимо этого, для работы радиолокатора с быстрой перестройкой частоты требуется использовать более одной промежуточной частоты f_A,n и поэтому существует возможность генерировать несколько различных несущих частот f_RF,n.

На фиг.2 показаны перекрывающиеся пачки импульсов-отсчетов с непостоянным периодом повторения, используемые в первом варианте осуществления настоящего изобретения. На первой стадии предлагаемого в изобретении способа восстановления сигналов методом деконволюции между собой объединяют импульсы с одинаковыми радиочастотами, показанные на чертеже в виде заштрихованных импульсов РЧ1.

Неравномерная дискретизация (дискретизация с переменным шагом) не находит столь же широкого применения, что и равномерная дискретизация (дискретизация с постоянным шагом), из-за необходимости подвергать импульсы-отсчеты (дискретизированные сигналы) временному и частотному анализу.

При случайной дискретизации (дискретизация со случайным шагом) к периодам дискретизации обычно добавляются случайные числа. Основанный на дискретном преобразовании Фурье (ДПФ) энергетический спектр случайных импульсов-отсчетов состоит из энергетического спектра сигнала, сложенного с аддитивным некоррелированным шумом. Так, например, даже для незашумленного сигнала при его дискретизации с минимально допустимой частотой (частотой Найквиста) отношение сигнал-шум на выходе может всего лишь равняться 1.

При детерминированной неравномерной дискретизации периодически повторяется одна и та же последовательность К непостоянных интервалов со средним интервалом дискретизации T_s. Подобную дискретизацию обычно называют чередующейся, если К=2, и многочастотной или групповой, если К имеет произвольную длину. Поскольку получаемое при такой дискретизации множество импульсов-отсчетов состоит из К множеств регулярных импульсов-отсчетов, в результате ДПФ получают К пиков (на одну частотную составляющую сигнала) в пределах диапазона, ограниченного частотой дискретизации 1/T_s.

Для любого множества регулярных импульсов-отсчетов {_nТ}, где Т≤1/(2В), действительный сигнал x(t), ограниченный полосой частот В, можно представить в виде x(t)=Σ_nx(nt)·sin c[2B(t-nT)]. Нерегулярные импульсы-отсчеты хорошо изучены теоретически, однако работать с ними весьма сложно. Для множества нерегулярных импульсов-отсчетов {tn} восстановленный сигнал можно представить через биортогональные базисы {sin c[2B(t-nT)]} и {Ψ_n(t} в виде x(t)=Σ_nc_n·sin c[2B(t-t_n)]=Σ_nх(t_n)Ψ_n(t), где c_n есть скалярное произведение x(t) на {Ψ_n(t)}. Если множество {t_n} удовлетворяет неравенству |t-t_n|<1/(8В), то Ψ_n(t) является интерполяционной функцией Лагранжа. Базисные функции могут также представлять собой фреймы, т.е. базисы, чья ортогональность не требуется. Фреймы должны отвечать гораздо более мягким условиям и поэтому с ними удобнее работать на практике.

Предложенный в патенте US 6081221 NSSL-метод деконволюции на основе абсолютных величин используется в наземных доплеровских радиолокаторах для обработки сигналов по методу чередующейся дискретизации, В общем случае используемое в NSSL-методе множество импульсов-отсчетов {t_m} является многочастотным с К интервалами и средним интервалом Т_К. Согласно NSSL-способу временной интервал (t_m+1-t_m), равно как и вся последовательность KT_s, в целое число раз превышают наибольший общий временной интервал Т_ε, т.е. KT_s=LT_ε, и поэтому минимальное множество регулярных импульсов-отсчетов {iT_ε} может содержать множество {t_m}, т.е. {t_m}⊂{iT_ε}.

В соответствии с этим нерегулярные импульсы-отсчеты x(t_m) преобразуются в импульсы-отсчеты r(iT_ε) с дополнением недостающих значений нулями, являющиеся произведением используемого при дискретизации множителя с_i, где с_i=δ(iT_ε-t_m), на значения регулярных импульсов-отсчетов x(iT_ε).

На основе соотношения: r=diag(c)·x (в векторной форме) спектр сигнала х можно вычислить следующим образом:

df|ft(x)|=|C|^-1·|dft(r)|(r)|;

|dft(x)=|C|^-1·|dft(r)|,

где С есть матрица Тёплица, вектор-строки которой получают путем циклического сдвига dft(c). Поскольку матрица С является вырожденной и поэтому необратимой, лежащая в основе NSSL-метода идея состоит в том, чтобы вместо этого использовать абсолютные величины. Подобный подход применим только при условии, что в произведении C·dft(x) отсутствуют комплексные составляющие. Этим условием определяется ширина полосы частот сигнала х, но для большинства радиолокаторов оно не является ограничивающим.

Спектр |dft(r)| содержит L ожидаемых копий спектра |dft(x)|, взвешенных с использованием коэффициентов на основе |dft(c)|, в диапазоне частот, который в L/K раз шире средней частоты дискретизации f_s. Деконволюция позволяет получить наиболее выраженную копию, т.е. спектр |dft(x)| ожидаемого сигнала.

Только NSSL-метод поддерживает частоты, превышающие частоты Найквиста, а именно вплоть до L/K раз превышающие частоту дискретизации.

В радиолокаторе сопровождения, где ожидаемые доплеровские частоты более или менее известны, определение спектров сигнала NSSL-методом может оказаться вполне достаточным для практического использования. Так, в частности, при использовании абсолютных величин в выражениях

dft(r)=dft(c)*dft(x)=C·dft(x),

|dft(x)=(C)^-1·|dft(r)|

подразумевается, что спектр сигнала х не может быть шире N/L спектральных линий, где N и L обозначают количество регулярных импульсов-отсчетов (т.е. длину векторов r и х) и длину основной нерегулярной последовательности соответственно. Подобный подход может также использоваться и в тех случаях, когда спектр сигнала шире N/L, но расстояние между спектральными линиями не может быть в целое число раз больше N/L.

Диапазон однозначно определенных частот можно расширять без ограничений, однако с увеличением сложности дискретизации возрастает актуальность использования фильтра для подавления сигналов, обусловленных мешающими отражениями.

По этой причине в предлагаемом в изобретении способе восстановления сигналов методом деконволюции предусмотрена стадия преобразования. Эта стадия заключается в преобразовании нерегулярных импульсов-отсчетов с одной и той же радиочастотой в регулярные импульсы-отсчеты с дополнением недостающих значений нулями. Такое преобразование выполняется для каждой радиочастоты.

Предлагаемый в изобретении способ восстановления сигналов методом деконволюции проиллюстрирован на примере блок-схемы, показанной на фиг.3. Такой способ в целом можно подразделить на следующие основные стадии:

- [S0: стадия объединения] объединение между собой импульсов по частоте несущей (радиочастоте),

- [S2: стадия ДПФ] вычисление спектра dft(r) этих регулярных импульсов-отсчетов,

- [S6: стадия деконволюции] деконволюция оставшихся спектров. В первом варианте осуществления предлагаемого в изобретении способа восстановления сигналов методом деконволюции, используемым для обработки импульсов-отсчетов с нерегулярным или непостоянным периодом их повторения, между стадиями объединения [стадия S0] и ДПФ [стадия S2] предусмотрена дополнительная стадия. Такой стадией является следующая:

- [S1: стадия преобразования] преобразование нерегулярных импульсов-отсчетов x(t_m) в регулярные импульсы-отсчеты r(iT_ε).

Между стадией ДПФ [стадия S2] и стадией деконволюции [стадия S6] могут быть предусмотрены следующие дополнительные стадии:

- [S3: стадия выделения] выделение спектров мешающих отражений в предположении, что эти мешающие отражения распространяются более чем на несколько селекторных импульсов дальности,

- [S4: оценка] оценка спектральных линий мешающих отражений на основе среднего значения и ширины их выделенных спектров,

- [S5: вычитание] вычитание спектров мешающих отражений из общего спектра dft(r),

при этом вычисления на стадиях [S5] и [S6] корректируются с учетом типа мешающих отражений на основе их спектров, полученных на стадии [S3].

Во втором варианте осуществления предлагаемого в изобретении способа на стадии S2 можно также вычислять спектр dft(c) (спектр, получаемый на основе дискретного преобразования Фурье) и находить значения его L отличных от нуля составляющих. В третьем варианте на стадии S4 можно оценивать амплитуды в спектре мешающих отражений. Тем самым появляется возможность упростить операции свертки, используя между стадиями S5 и S6 L отличных от нуля спектральных составляющих. В других вариантах описанные выше второй и третий варианты можно при необходимости объединить.

Помимо этого, спектральные линии мешающих отражений (мо) можно оценивать на основе среднего значения

Амплитуды спектров мешающих отражений можно также оценивать в соответствии со следующим выражением:

Операцию свертки в выражениях

dft(r)=dft(c)*dft(x)=C·dft(x),

|dft(x)|=|С|^-1·|dft(r)|

можно упростить и лишь после этого выполнять деконволюцию оставшихся спектров [S6] в соответствии с этими выражениями

dft(r)=dft(c)*dft(x)=C·dft(x),

|dft(x)|=|C|^-1·|dft(r)|.

Одно из преимуществ предлагаемого в настоящем изобретении способа восстановления сигналов методом деконволюции заключается в том, что он позволяет работать с частотами, превышающими частоты Найквиста, а также обеспечивает отфильтровывание мешающих отражений любого типа и противодействие активным радиопомехам.

В общем случае предлагаемую в изобретении систему восстановления сигналов методом деконволюции можно использовать для деконволюции любых неравномерно дискретизированных сигналов, передаваемых с использованием метода передачи сигналов с расширенным спектром, а не только радиолокационных сигналов.

Реферат

Изобретение относится к обработке радиолокационных сигналов. Изобретение позволяет эффективно противодействовать активным радиопомехам без сужения диапазона доплеровских частот. Способ восстановления методом деконволюции сигнала, представляющего собой последовательность импульсов с быстро перестраиваемой частотой несущей, заключается в том, что объединяют импульсы с одной частотой несущей в пачку (стадия SO), дискретизируют с получением импульсов-отсчетов x(tm), преобразуют из временной области в частотную (стадия S2), выделяют спектры мешающих отражений (стадия S3), оценивают спектральные составляющие мешающих отражений на основе среднего значения и ширины их выделенных спектров (стадия S4), вычитают оцененные спектры мешающих отражений из общего спектра (стадия S5) и подвергают оставшиеся спектры деконволюции (стадия S6). В одном из вариантов способа между стадиями SO и S2 предусмотрена дополнительная стадия, на которой в том случае, если дискретизированный сигнал представлен в виде импульсов с нерегулярным или непостоянным периодом их повторения, нерегулярные импульсы-отсчеты преобразуют в регулярные импульсы-отсчеты с дополнением недостающих значений нулями (стадия S1). 7 н. и 8 з.п. ф-лы, 3 ил.

Формула